前言：
對於傳統的PWM模式控制器，比如UC384X系列，能非常好的應用在反激和正激拓撲的控制上。電流模式固有的逐個週期電流限制和超快的動態響應，是非常優秀的效能。雖然UC384X系列已經蠻老了，不能用在現在追求5&6級能效的專案上。但是有些追求可靠性的領域，還是蠻喜歡用UC384X系列的。話不多說了，下面是參考其內部控制邏輯建立的模擬模型。
第一部分 傳統定頻反激
UC384X的內部邏輯圖：
（圖1 UC384X系列內部邏輯圖）
首先是一個90瓦的CCM反激，其控制邏輯參考UC3842，可見下圖：
（圖2 U固定開關頻率的反激模型）
模型說明：
由V5產生一個固定的置位時鐘，RS觸發器和輸出邏輯參考UC384X。最關鍵的PWM比較器，由一個if語句替代，追求最快的模擬速度。用分壓電阻和限制運放的輸出，控制到PWM比較器的電壓不高於1V。誤差放大器由傳統的TL431替代，光耦用理想的流控電流源替代，於是可以得到模擬的波形：
1、20ms的啟機波形：
（圖3 反激的啟機波形）
展開細節：
V（Vout）是差模電感之前的電壓，紋波較大。
V（G3：1）是負載端的電壓，基本紋波就比較小了。
V（Vdrain）是原邊MOS漏極波形。
V（Vcs）是PWM比較器的電流訊號
V（Vcomp）是PWM比較器的給定訊號
（圖4 反激的幾個關鍵點波形）
做一個0。5A ~４。７Ａ10ms切換一次的動態響應測試：
第二部分 傳統定頻正激
關於50%佔空比的限制，可以參考下圖，將S引腳脈寬設定到半個週期長度，那麼PWM輸出的最大脈寬就被限制住了。
（圖6 UC384X系列的控制時序圖）
模擬原理圖：
（圖7 UC384X控制的雙晶正激模型）
模型說明：
為了加快模擬速度，對於雙管正激MOS的體二極體幾乎不走電流的情況下，就直接用理想開關代替。副邊也直接用二極體做整流橋，同步整流稍微麻煩。輸出用一個壓控電流源來做理想負載，控制邏輯和反激幾乎一樣。
1、 20ms的上電波形
（圖8 正激啟機模擬）
展開細節：
V（Vdrain）是原邊低端MOS的漏極電壓
V（Vout） 是副邊輸出電壓
V（Vcs） 是PWM比較器的電流訊號輸入
V（Vcomp）是PWM比較器的給定訊號
V（D3：3） 是副邊濾波電感的輸入電壓
I（L3） 是副邊濾波電感的電流
（圖9 正激幾個關鍵點波形）
做5 A~40A 10ms一次的切換：
（圖9 正激模型在動態負載切換時的工作）
展開切換時的細節：
分別是加負載時：
（圖10 正激模型在負載增加時）
和減負載時：
第三部分 傳統半橋
傳統PWM控制的半橋和全橋，一般由電壓模式控制，常見的IC有SG3525A，UC3825A。是拿CT上的電壓斜坡和誤差放大器的輸出進行比較，然後得到一個佔空比去控制管子的脈寬。由於要控制半橋和全橋，需要有兩路互補的驅動訊號，而且還要限制住兩路訊號的最大佔空比。
SG3525A的內部邏輯圖如下：由OSC和觸發器發出兩路限制佔空比的互補訊號到NOR門。NOR門預設輸出為高電平，需將關斷PWM的訊號送到NOR門。在SG3525A中分別有下列幾個送到NOR門用來關斷輸出，限制脈寬。
1、 PWM比較器的輸出，誤差放大器的電壓Vcomp高於Vramp後發出高電平到觸發器的S，觸發器發出高電平到NOR門，可以關閉當前輸出。
2、 OSC發出的最大佔空比限制，透過合理的RT和CT控制最大的佔空比。
3、 ULVO IC欠壓保護
4、 SHUTDOWN 過流保護訊號
5、 觸發器發出的兩路互補驅動訊號。
（圖11 SG3525A的控制邏輯圖）
在模擬模型中，為了提高模擬速度，我用可定義的三角波來作為CT上的電壓斜坡。用0。2V和2。5V對斜坡電壓進行比較可得到用來限制佔空比的訊號CLK。在透過觸發器U6得到兩路互補的驅動訊號A和B，分別都送到NOR門。在模擬中，我去掉了欠壓保護的控制，控制驅動的NOR門只有三個條件用來關斷當前的脈寬：
1、A和B互補的驅動。
2、最大佔空比限制CLK。
3、PWM比較的輸出。
過流保護比較器暫時不使用，電壓模式只控制佔空比，動態效能要比電流模式差一點點。
（圖12 電壓模式半橋控制模型）
先來一個0~20ms的啟機波形：
（圖13 電壓模式半橋啟機波形）
展開細節：
V（Vout_ac） 輸出電壓
V（L2：1） 副邊濾波電感上的電壓
I（L2） 副邊電感上的電流紋波
V（C10：2，H1：1） 是變壓器兩端的電壓波形
I（C10） 是隔直電容上的電流
（ 圖14 電壓模式半橋啟機波形）
做一個10A~80A的10ms一次的切換：
可以看到這個反饋引數不是很好，動態響應比較糟糕。
（ 圖14 電壓模式半橋在動態負載切換時的波形）
繼續展開細節部分：
（ 圖15 電壓模式半橋在動態負載切換時的波形）
第四部分 電壓模式全橋部分：
控制模式幾乎和半橋一致，只是用兩路訊號同時驅動對角的兩顆管子，便於模擬就沒有使用隔離驅動的電路，模型可見下圖：
（圖15 電壓模式全橋的控制模型）
0~20ms的上電波形：
（圖16 電壓模式全橋的啟機波形）
展開細節：
I（L2）/10 是副邊濾波電感上的紋波電路，便於觀察除以10倍。
V（VREC）是副邊濾波電感上的電壓
V（U2：1，H1：1）/50 是原邊變壓器兩端的電壓，為了便於觀察除以50倍。
I（C10） 是流過隔直電容的電流。
V（Vout_ac）是輸出電壓（紋波蠻大的）
（圖17 電壓模式全橋的啟機波形）
做一個10A~100A的10ms一次的動態切換：
（圖18 電壓模式全橋的動態負載切換時波形）
展開細節：
（圖19 電壓模式全橋的動態負載切換時波形）
第五部分 電流模式的全橋控制模型模擬：
電流模式只是將原邊電流引入控制，和誤差放大器的比較做比較，當原邊電流達到給定值時，關閉當前週期的脈寬。見控制模型：
（圖20 峰值電流模式全橋的控制模型）
來一個0~20ms上電模擬：
（圖21 峰值電流模式全橋的啟機波形）
展開後的細節：
V（GAIN：OUT）PWM比較器的給定是誤差放大器的輸出。
V（E7：IN+） PWM比較器電流訊號
V（Vout_ac）輸出電壓
V（Vrec） 是副邊濾波電感的電壓
I（L1/10）是副邊濾波電感上的電流，為了便於觀察除以了10。
（圖22 峰值電流模式全橋的啟機波形）
做10A~100A 10ms的切換：
（圖22 峰值電流模式全橋的在動態負載切換時的波形）
展開細節：
（圖23 峰值電流模式全橋的在動態負載切換時的波形）
